基于CSC03A+A433實現的高性能，高PFC，低THD的隔離LED驅動電源設計方案

  　隨著大功率LED光源的大量使用，對LED驅動器的技術要求是與日俱增。本文提供照明應用針對18W外置電源的設計。CSC03A應用在由臨界電流模式控制IC所控制的反激轉換電路，能夠高效率，高性能。同時提供各種保護以提高驅動的可靠性。

　　基于CSC03A+A433實現的LED驅動電源設計

　　反激AC-DC轉換從成本和功率密度的角度，仍是比二級轉換更具吸引力的解決方案。反激AC-DC轉換器可直接將AC輸入電壓轉換成DC輸出電壓，并且不需要前穩(wěn)壓器，如圖一所示：

圖一 反激AC-DC轉換器

　　圖二所示是返馳式反激AC-DC轉換器的電路圖。CSC03A是作為控制器使用，并應用CV（恒定電壓）和CC（恒定電流）模式反饋電路，以防止過載和過壓的情況。在LED照明中，輸出一定是滿載的情況，且如果LED的接面溫度升高的話，LED的正向電壓會降低。因此，在正常狀態(tài)下，應該用CC模式來控制輸出，而CV模式僅用于過電壓保護。

圖二 返馳式反激AC-DC轉換器的電路圖。

　　CSC03A是CRM PFC控制器；其開關的開啟時間是固定的，但關閉時間則會隨著穩(wěn)定狀態(tài)而改變。因此，切換頻率會隨著圖三中所示的輸入電壓變化而變化。

圖三 切換頻率隨輸入電壓變化

　　圖四所示為一次側開關電流，二次側二極管電流和閘極信號理論波形的圖解。在零電流情況下，MOSFET Q 開啟時，快恢復二極管（Fast Recovery Diode,FRD）Do 是關閉的，而在硬式切換的情況下，Q關閉時Do是開啟的。

圖四 理論波形

   設計范例

　　此處為使用CSC03A實現的針對18W返馳式AC-DC外置電源的設計指南。

　　表一所示為應用的系統(tǒng)參數。

表一 系統(tǒng)參數

　　1.返馳式變壓器的設計

　　在返馳式轉換器中，變壓器是較容易飽和的，因為它只用于B-H回路的第一象限。此外，如果在臨界導通模式中運作，則峰值電流會比在連續(xù)導通模式中高很多。因此，此處應該插入氣隙以防止變壓器飽和。

　　在返馳式反激AC-DC轉換器中也應該考慮合適的匝數比N1/N2,因為MOSFET的最大電壓額定值和快恢復二極管（Fast Recovery Diode,FRD）與變壓器的匝數比強烈相關。根據變壓器的匝數比，MOSFET的漏極和源級電壓額定值Vds與FRD的逆向電壓額定值VR之間，存在著一種權衡關系。匝數比（N2/N1）較大時，FRD的VR要高，但MOSFET的Vds要低。相反地，匝數比較小時，會對MOSFET形成較高的電壓壓力，但FRD的VR會降低。

　　從Po=η﹒Vin﹒Iin可得知，最大線電流為：

　　如果切換頻率fs遠高于AC線頻率fac，則可假設在一個切換周期內的輸入電流是恒定的。 sfacf若要定義變壓器的激磁電感，就必須定義最大周期。當應用最小輸入電壓時，最大切換周期發(fā)生在輸入電壓的峰值I in(max)_pk。此峰值可定義為：

　　其值分別為:

　　變壓器一次側電壓VT定義為：

　　同樣，峰值電流為：

　　因此，激磁電感可用下列公式求得：

　　有數種方式可用來定義所需電感的匝數，但最普遍和最簡單的方式是使用AL-值。將AL-值套入下列公式中便可獲得匝數：

　　但是，如果在磁芯中插入氣隙，設計人員便應找出AL-值。此應用方案采用EFD25磁芯骨架，因此可通過方程式（6）算出一次側的匝數為75。實際繞制變壓器，一次側匝數為70。實測激磁電感為1.12MH。

　　利用下列方程式算出二次側匝數為：

　　實際繞制，輸出調整為33圈。

  2.MOSFET 和 FRD

　　MOSFET壓力應力計算方程式為：

　　其中Vsn是緩沖電路的最大電容器電壓，Vf為返馳電壓，VLr為在變壓器漏電感處的振鈴電壓。Vf可由推到而得，而VLr一般估計為返馳電壓Vf的1.5倍。因此，MOSFET的最大電壓可用下列公式求得：

　　最大RMS電流和峰值電流分別為：

　　因此，在考慮到余量時，會選擇N通道增強型MOSFET,7N65C（650V,7A）。

　　FRD的最大逆向電壓和順向峰值電流分別為：

　　因此，在考慮到余量時，會選擇SF26.

　　3.緩沖電路設計

圖五 緩沖電路

　　在返馳式轉換器中，Lleak和Coss之間的諧振會導致極高的電壓突波，在關閉期間可能會對MOSFET造成

損害。此電壓突波必須受到抑制。因此必須使用緩沖電路來防止MOSFET發(fā)生故障。

　　因此：

　　Lleak為初級電感漏感。

緩沖電路的最大功耗可表示為：

　　最大功耗為：

　　其中Vc=Vsn=Vf+Vlr

　　因此，可算出電阻值Rsn：

　　緩沖電路的最大漣波電壓可用下列公式求得：

　　緩沖電容的結果值越大，電壓漣波越低，但功耗會增加。因此，選擇適當的值很重要。一般而言，依照合理的估算，可決定緩沖電路的突波電壓為返馳電壓Vf的1.5倍，而漣波電壓△vc 為50V.因此，緩沖電阻和電容可用下列方程求得：

　　式中Lleak為初級電感漏感，取值15uH。

　　其中，最小工作周期可用下列公式求得：

　　4.檢測電阻

圖六 檢測電阻電路

　　CSC03A的CS管腳在瞬態(tài)期間或過載的情況下，會限制峰值電流并保護MOSFET.通常在合理的情況下，會限制為切換峰值電流的1.5倍。切換峰值電流的限制位準和檢測電阻可用下列公式求得：

  5.次級反饋

　　LED照明的電源供應器必須是以恒定電流（CC）模式來控制。

　　次級恒流采樣

　　A433是三端可編程并聯(lián)穩(wěn)壓二極管，通過2個外部的電阻可從VERF編程至36V.灌電流能力1mA~50mA,采用低壓基準196mV.可靠的全范圍溫度系數。

　　其應用優(yōu)點：1.元器件個數少，電路更優(yōu)化

　　2.焊接成本低

　　3.不需要大功率采樣電阻

　　4.恒流精度更易控制

　　5.配合優(yōu)良變壓器，電路整體效率提高

　　實驗結果

　　為驗證本技術應用文件中的設計指南的有效性，建立實物測試。

圖七：基于CSC03A+A433的18W應用電路圖

表二：基于CSC03A+A433的18W（45V,400MA）應用方案實測數據

　　本文小結

　　針對LED市場的日益發(fā)展，對驅動電源的更高要求。CSC03A以全新的設計理念，具備全電壓輸入，低反饋電壓，高PFC,寬輸出電壓電流范圍，高輸出功率，高效率，設計靈活，優(yōu)異的熱管理，高可靠性，容易獲得EMI/安規(guī)的認證的全面設計特點，更適用于LED照明驅動電源的應用。

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