基于CSC03A+A433實(shí)現(xiàn)的高性能，高PFC，低THD的隔離LED驅(qū)動(dòng)電源設(shè)計(jì)方案

  　隨著大功率LED光源的大量使用，對(duì)LED驅(qū)動(dòng)器的技術(shù)要求是與日俱增。本文提供照明應(yīng)用針對(duì)18W外置電源的設(shè)計(jì)。CSC03A應(yīng)用在由臨界電流模式控制IC所控制的反激轉(zhuǎn)換電路，能夠高效率，高性能。同時(shí)提供各種保護(hù)以提高驅(qū)動(dòng)的可靠性。

　　基于CSC03A+A433實(shí)現(xiàn)的LED驅(qū)動(dòng)電源設(shè)計(jì)

　　反激AC-DC轉(zhuǎn)換從成本和功率密度的角度，仍是比二級(jí)轉(zhuǎn)換更具吸引力的解決方案。反激AC-DC轉(zhuǎn)換器可直接將AC輸入電壓轉(zhuǎn)換成DC輸出電壓，并且不需要前穩(wěn)壓器，如圖一所示：

圖一 反激AC-DC轉(zhuǎn)換器

　　圖二所示是返馳式反激AC-DC轉(zhuǎn)換器的電路圖。CSC03A是作為控制器使用，并應(yīng)用CV（恒定電壓）和CC（恒定電流）模式反饋電路，以防止過(guò)載和過(guò)壓的情況。在LED照明中，輸出一定是滿載的情況，且如果LED的接面溫度升高的話，LED的正向電壓會(huì)降低。因此，在正常狀態(tài)下，應(yīng)該用CC模式來(lái)控制輸出，而CV模式僅用于過(guò)電壓保護(hù)。

圖二 返馳式反激AC-DC轉(zhuǎn)換器的電路圖。

　　CSC03A是CRM PFC控制器；其開(kāi)關(guān)的開(kāi)啟時(shí)間是固定的，但關(guān)閉時(shí)間則會(huì)隨著穩(wěn)定狀態(tài)而改變。因此，切換頻率會(huì)隨著圖三中所示的輸入電壓變化而變化。

圖三 切換頻率隨輸入電壓變化

　　圖四所示為一次側(cè)開(kāi)關(guān)電流，二次側(cè)二極管電流和閘極信號(hào)理論波形的圖解。在零電流情況下，MOSFET Q 開(kāi)啟時(shí)，快恢復(fù)二極管（Fast Recovery Diode,FRD）Do 是關(guān)閉的，而在硬式切換的情況下，Q關(guān)閉時(shí)Do是開(kāi)啟的。

圖四 理論波形

   設(shè)計(jì)范例

　　此處為使用CSC03A實(shí)現(xiàn)的針對(duì)18W返馳式AC-DC外置電源的設(shè)計(jì)指南。

　　表一所示為應(yīng)用的系統(tǒng)參數(shù)。

表一 系統(tǒng)參數(shù)

　　1.返馳式變壓器的設(shè)計(jì)

　　在返馳式轉(zhuǎn)換器中，變壓器是較容易飽和的，因?yàn)樗挥糜贐-H回路的第一象限。此外，如果在臨界導(dǎo)通模式中運(yùn)作，則峰值電流會(huì)比在連續(xù)導(dǎo)通模式中高很多。因此，此處應(yīng)該插入氣隙以防止變壓器飽和。

　　在返馳式反激AC-DC轉(zhuǎn)換器中也應(yīng)該考慮合適的匝數(shù)比N1/N2,因?yàn)镸OSFET的最大電壓額定值和快恢復(fù)二極管（Fast Recovery Diode,FRD）與變壓器的匝數(shù)比強(qiáng)烈相關(guān)。根據(jù)變壓器的匝數(shù)比，MOSFET的漏極和源級(jí)電壓額定值Vds與FRD的逆向電壓額定值VR之間，存在著一種權(quán)衡關(guān)系。匝數(shù)比（N2/N1）較大時(shí)，F(xiàn)RD的VR要高，但MOSFET的Vds要低。相反地，匝數(shù)比較小時(shí)，會(huì)對(duì)MOSFET形成較高的電壓壓力，但FRD的VR會(huì)降低。

　　從Po=η﹒Vin﹒Iin可得知，最大線電流為：

　　如果切換頻率fs遠(yuǎn)高于AC線頻率fac，則可假設(shè)在一個(gè)切換周期內(nèi)的輸入電流是恒定的。 sfacf若要定義變壓器的激磁電感，就必須定義最大周期。當(dāng)應(yīng)用最小輸入電壓時(shí)，最大切換周期發(fā)生在輸入電壓的峰值I in(max)_pk。此峰值可定義為：

　　其值分別為:

　　變壓器一次側(cè)電壓VT定義為：

　　同樣，峰值電流為：

　　因此，激磁電感可用下列公式求得：

　　有數(shù)種方式可用來(lái)定義所需電感的匝數(shù)，但最普遍和最簡(jiǎn)單的方式是使用AL-值。將AL-值套入下列公式中便可獲得匝數(shù)：

　　但是，如果在磁芯中插入氣隙，設(shè)計(jì)人員便應(yīng)找出AL-值。此應(yīng)用方案采用EFD25磁芯骨架，因此可通過(guò)方程式（6）算出一次側(cè)的匝數(shù)為75。實(shí)際繞制變壓器，一次側(cè)匝數(shù)為70。實(shí)測(cè)激磁電感為1.12MH。

　　利用下列方程式算出二次側(cè)匝數(shù)為：

　　實(shí)際繞制，輸出調(diào)整為33圈。

  2.MOSFET 和 FRD

　　MOSFET壓力應(yīng)力計(jì)算方程式為：

　　其中Vsn是緩沖電路的最大電容器電壓，Vf為返馳電壓，VLr為在變壓器漏電感處的振鈴電壓。Vf可由推到而得，而VLr一般估計(jì)為返馳電壓Vf的1.5倍。因此，MOSFET的最大電壓可用下列公式求得：

　　最大RMS電流和峰值電流分別為：

　　因此，在考慮到余量時(shí)，會(huì)選擇N通道增強(qiáng)型MOSFET,7N65C（650V,7A）。

　　FRD的最大逆向電壓和順向峰值電流分別為：

　　因此，在考慮到余量時(shí)，會(huì)選擇SF26.

　　3.緩沖電路設(shè)計(jì)

圖五 緩沖電路

　　在返馳式轉(zhuǎn)換器中，Lleak和Coss之間的諧振會(huì)導(dǎo)致極高的電壓突波，在關(guān)閉期間可能會(huì)對(duì)MOSFET造成

損害。此電壓突波必須受到抑制。因此必須使用緩沖電路來(lái)防止MOSFET發(fā)生故障。

　　因此：

　　Lleak為初級(jí)電感漏感。

緩沖電路的最大功耗可表示為：

　　最大功耗為：

　　其中Vc=Vsn=Vf+Vlr

　　因此，可算出電阻值Rsn：

　　緩沖電路的最大漣波電壓可用下列公式求得：

　　緩沖電容的結(jié)果值越大，電壓漣波越低，但功耗會(huì)增加。因此，選擇適當(dāng)?shù)闹岛苤匾?。一般而言，依照合理的估算，可決定緩沖電路的突波電壓為返馳電壓Vf的1.5倍，而漣波電壓△vc 為50V.因此，緩沖電阻和電容可用下列方程求得：

　　式中Lleak為初級(jí)電感漏感，取值15uH。

　　其中，最小工作周期可用下列公式求得：

　　4.檢測(cè)電阻

圖六 檢測(cè)電阻電路

　　CSC03A的CS管腳在瞬態(tài)期間或過(guò)載的情況下，會(huì)限制峰值電流并保護(hù)MOSFET.通常在合理的情況下，會(huì)限制為切換峰值電流的1.5倍。切換峰值電流的限制位準(zhǔn)和檢測(cè)電阻可用下列公式求得：

  5.次級(jí)反饋

　　LED照明的電源供應(yīng)器必須是以恒定電流（CC）模式來(lái)控制。

　　次級(jí)恒流采樣

　　A433是三端可編程并聯(lián)穩(wěn)壓二極管，通過(guò)2個(gè)外部的電阻可從VERF編程至36V.灌電流能力1mA~50mA,采用低壓基準(zhǔn)196mV.可靠的全范圍溫度系數(shù)。

　　其應(yīng)用優(yōu)點(diǎn)：1.元器件個(gè)數(shù)少，電路更優(yōu)化

　　2.焊接成本低

　　3.不需要大功率采樣電阻

　　4.恒流精度更易控制

　　5.配合優(yōu)良變壓器，電路整體效率提高

　　實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　為驗(yàn)證本技術(shù)應(yīng)用文件中的設(shè)計(jì)指南的有效性，建立實(shí)物測(cè)試。

圖七：基于CSC03A+A433的18W應(yīng)用電路圖

表二：基于CSC03A+A433的18W（45V,400MA）應(yīng)用方案實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)

　　本文小結(jié)

　　針對(duì)LED市場(chǎng)的日益發(fā)展，對(duì)驅(qū)動(dòng)電源的更高要求。CSC03A以全新的設(shè)計(jì)理念，具備全電壓輸入，低反饋電壓，高PFC,寬輸出電壓電流范圍，高輸出功率，高效率，設(shè)計(jì)靈活，優(yōu)異的熱管理，高可靠性，容易獲得EMI/安規(guī)的認(rèn)證的全面設(shè)計(jì)特點(diǎn)，更適用于LED照明驅(qū)動(dòng)電源的應(yīng)用。

關(guān)鍵字：CSC03A  A433 LED驅(qū)動(dòng)電源 高PFC 高效率 低THD L6561 L6562 L6562A OB6561 OB6563 SN03 MT7930 BP3309 SA7527 SA7529